Een ontwerp voor een 40W breedband VHF RF Power Amplifier voor FM-uitzending

Introductie

Wat is dit ontwerp voor

Om het uitgangsvermogen van FM-bandopwekkers met laag vermogen te vergroten, zijn er een aantal in de handel verkrijgbaar, zowel als kits als kant-en-klaar. Zien Hoe maak je een communautair radiostation voor links naar reviews van een aantal van de meer populaire opwekkers.

Wie is dit ontwerp voor?

• Degenen die bekend zijn met de RF-elektronica en mechanische constructie-technieken
• Degenen die al met succes VHF-versterkers (> 10W) ​​hebben geconstrueerd en getest

Ter referentie, zie Inleiding tot de Community Radio Station Electronics

De volgende test apparatuur nodig zal zijn om af te stemmen van de versterker:

• Gestabiliseerde huidige beperkte voeding (+ 28V, 3A)
• Multimeter, met 3A of groter huidige aanbod
• 50W VHF eenheidsbelasting
• RF Power Meter
• FM exciter, met ong. 26 - 27 dBm uitgangsvermogen
• RF Spectrumanalyzer
• RF Network Analyser of een spectrum analyzer met tracking generator
• RF-vermogen verzwakker

Dit ontwerp is NIET geschikt voor beginners en VHF RF-beginners. Deze mensen lopen de volgende risico's:

• Thermische en RF brandwonden
• elektrocutie
• Vernietiging van dure RF-componenten en testapparatuur
• Ongewenste valse RF-straling, wat resulteert in interferentie met andere gebruikers van het elektromagnetisch spectrum, dus een bezoek van de staat, en de daaruit voortvloeiende risico van apparatuur confiscatie, boetes en eventueel gevangenisstraf riskeren.
• Een groot deel van de stress en frustratie.

Waarom dit ontwerp is noodzakelijk

Ik denk dat de kwaliteit van de overgrote meerderheid van de schema's en ontwerpen voor FM-uitzendapparatuur die op internet beschikbaar is, verre van bevredigend is. Zie mijn advies over de bouw van de plannen op het web. Met name de informatie die beschikbaar is over VHF-RF-vermogensversterkers is nog wanhopiger, bijvoorbeeld ontwerpen met dinosaurussen van apparaten zoals de TP9380. Dit ontwerp is gebaseerd op een nieuw MOSFET-apparaat, met de bijbehorende voordelen van

• hoge winst
• hoge efficiëntie
• gemakkelijke tuning

Aangezien de meeste ontwerpen op internet meer dan 10 jaar oud zijn, zou het gebruik van een recent geïntroduceerd apparaat de levensduur van het ontwerp moeten maximaliseren. Ik gebruik dit ontwerp ook als een voertuig om de hoeveelheid informatie te demonstreren die nodig is voor een derde partij die niet is uitgerust met gedachtenleesvaardigheden om deze versterker met succes te bouwen. Het punt is dit: als een persoon voldoende bekwaam en ervaren is om iets op te bouwen van schaarse ontwerpinformatie, bijvoorbeeld alleen een schema, kan hij het net zo goed opbouwen vanuit helemaal geen informatie. Omgekeerd zal iemand die niet op dat vaardigheids- en ervaringsniveau zit, gedetailleerde instructies nodig hebben om te slagen.

---

ontwerp Procedure

De versterker ontwerp is gebaseerd op de recent geïntroduceerde (1998) Motorola MRF171A MOSFET (MRF171A data sheet in PDF formaat).Verwar dit niet met de oudere, nu gestaakt, MRF171 apparaat.  Januari 2002 - Motorola verandert hun RF-vermogen apparaat product portfolio meer oftern dan sommige mensen hun buik te veranderen. Het lijkt erop dat Motorola dit apparaat hebben gelost op M / A-Com.

computer Simulation

De eerste haalbaarheid werd uitgevoerd met behulp van een lineair RF- en microgolfsimulatiepakket, met name Supercompact. De gebruikte versie was 6.0, wat ik eerlijk gezegd als een pissarm stuk software beschouw en helemaal niet aanbeveel. Voor dit apparaat biedt Motorola S-parameters en grote signaalimpedanties met één uiteinde. De S-parameters worden gemeten bij een ruststroom van 0.5 A, wat een stap voorwaarts betekent in de karakterisering van het apparaat, aangezien traditioneel S-parameters werden gemeten bij vrij lage afvoerstromen. Hoewel dit bevredigend is voor apparaten met een klein signaal, is het gebruik van S-parameters gemeten bij kleine afvoerstromen beperkt voor het ontwerp van een eindversterker. 

Hoewel de S-parameterinformatie gemeten bij 0.5 A een nuttig uitgangspunt voor het ontwerp had kunnen zijn, kies ik ervoor om het ontwerp te baseren op de enkelzijdige impedanties met groot signaal. Deze worden gemeten door de fabrikant van het apparaat door het apparaat af te stemmen op de beste prestaties bij elke testfrequentie in een generieke testopstelling. Het testapparaat wordt vervolgens verwijderd en een vectornetwerkanalysator wordt gebruikt om de complexe impedantie te meten, terugkijkend in het aanpassingsnetwerk, terwijl deze worden beëindigd met 50 R. Deze procedure wordt uitgevoerd voor de input- en output-aanpassingsnetwerken. Het voordeel van gegevens met een grote signaalimpedantie is dat deze kunnen worden gemeten bij het werkelijke uitgangsvermogen dat het apparaat moet genereren, en als zodanig representatiever zijn in een vermogensversterkerscenario. Merk op dat de grote enkele impedanties alleen informatie verschaffen om een ​​input- en output-aanpassingsnetwerk te kunnen synthetiseren, ze bieden geen informatie over de waarschijnlijke versterking, efficiëntie, ruisprestaties (indien relevant) of stabiliteit van de resulterende versterker.

Dit is het bestand dat wordt gebruikt om het ingangsnetwerk synthetiseren.

* Mrf171i1.ckt; Naam van het bestand

* blok met variabele definitie, eerste waarde is minimaal toegestane waarde, * derde is maximaal toegestane waarde, middelste is variabel

C1:? 1PF 30.2596PF 120PF? C2:? 1PF 21.8507PF 120PF? L1:? 1NH 72.7228NH 80NH? C3:? 1PF 179.765PF 180PF? L2:? 1NH 30.4466NH 80NH? BLK; Circuit netlist cap 1 2 c = c1 cap 2 0 c = c2 ind 2 3 l = l1 cap 3 0 c = c3 ind 3 9 l = l2 res 9 0 r = 33; gate bias feed resistor one 9 mrf171ip; referentie naar 1 poort data IPNET: 1POR 1; maak een nieuw 1 poorts netwerk END FREQ STAP 88MHZ 108MHZ 1MHZ END OPT

* Optimalisatiecontroleverklaring, vertelt de simulator om te optimaliseren tussen * 88 en 108 MHz en om een ​​ingangsretourverlies te bereiken van beter dan * -24 dB

   IPNET R1 = 50 F = 88 MHZ 108 MHZ MS11 -24DB LT

EINDE GEGEVENS

* Definieer een netwerk met één poort met de naam mrf171ip, verwijzend naar de equivalente complexe impedanties van de grote signaalreeks *. Deze gegevens zijn beschikbaar op 4 * frequentiepunten

* Definieer Z-parameterinformatie, reëel en imaginair formaat, * referentie-impedantie is 1 Ohm

   mrf171ip: Z RI RREF = 1 * MRF171A Z BRON 30 MHZ 12.8 -3.6 100 MHZ 3.1 -11.6 150 MHZ 2.0 -6.5 200 MHZ 2.2 -6.0 EINDE

Het gebruik van een simulator biedt natuurlijk geen hulp bij de keuze van de circuittopologie, noch de startwaarden voor de netwerkcomponenten. Deze informatie is afkomstig uit ontwerpervaring. Alle optimalisatiewaarden zijn beperkt met maxima en minima om het resulterende netwerk realiseerbaar te houden.

Aanvankelijk werd een 3-polig matching-netwerk geprobeerd, dit was niet in staat om een ​​voldoende breedband-match over de 20 MHz te bieden. Door een 5-polig circuit te gebruiken, kon het optimalisatiedoel worden bereikt. Merk op dat de 33R-gate-bias is opgenomen in de simulatie, omdat dit helpt om het ingangsnetwerk te de-Q en de stabiliteit in de eindversterker verbetert.

Een vergelijkbare procedure werd uitgevoerd voor het uitvoernetwerk. In deze simulatie is de drain feed meegenomen in de simulatie. Hoewel op het eerste gezicht de waarde van deze smoorspoel niet kritisch is, kan er stabiliteit zijn als deze te groot wordt, als hij te klein wordt, wordt hij onderdeel van het output-matching-netwerk, wat in dit geval niet wenselijk werd geacht .

Component keuzes

Omdat het ingangsvermogen slechts een halve watt is, werden standaard keramische condensatoren en trimmers gebruikt in het ingangsvergelijkingscircuit. L1 en L2 (zie schematisch) hadden veel kleiner kunnen worden gemaakt, maar werden groot gehouden voor consistentie met de inductoren die in het uitvoernetwerk worden gebruikt. Op het uitgangsnetwerk werden met metaal beklede mica-condensatoren en mica-compressietrimmers gebruikt om het vermogen aan te kunnen en componentverliezen tot een minimum te beperken. De breedbandige smoorspoel L3 zorgt voor enige lossy reactantie bij lagere RF-frequenties, C8 zorgt voor AF (audiofrequentie) ontkoppeling.

Het gebruik van een enhancement-modus N-kanaal MOSFET (een positieve spanning zet het apparaat in geleiding) betekent dat de bias-schakelingen eenvoudig zijn. Een potentiaalverdeler tapt de vereiste spanning af van een lage spanning die wordt gestabiliseerd door een 5.6V zenerdiode. De tweede 5.6V zener, D2, is aangebracht als voorzorgsmaatregel om ervoor te zorgen dat er geen overmatige spanning op de poort van de FET komt te staan, dit zou zeker resulteren in de vernietiging van het apparaat. Puristen zouden de biasstroom temperatuurstabiliseren, maar aangezien de bias niet kritisch is in deze toepassing, had dit geen last van.

Er was een BNC-aansluiting gebruikt voor de RF-ingang vanwege het lage RF-ingangsvermogen. Ik heb het N-type gebruikt voor de RF-uitgang, ik gebruik geen BNC voor meer dan ongeveer 5W en ik hou niet van UHF-stijl connectoren. Persoonlijk raad ik het gebruik van UHF-connectoren boven 30 MHz af.

---

Bouw

De versterker is gebouwd in een kleine gegoten aluminium doos. RF-in- en uitgangsverbindingen worden gemaakt door coaxiale aansluitingen. De voeding wordt geleid door een keramische doorvoercondensator die in de wand van de doos is vastgeschroefd. Deze constructietechniek resulteert in een uitstekende afscherming, waardoor wordt voorkomen dat RF-straling uit de versterker ontsnapt. Zonder dit zouden aanzienlijke hoeveelheden RF-straling kunnen worden uitgestraald, die andere gevoelige circuits zoals VCO's en audiotrappen storen, en ook aanzienlijke hoeveelheden harmonische straling kunnen optreden. 

De basis van het voedingsapparaat zit door een uitsparing in de vloer van de gegoten doos en is rechtstreeks met bouten op een kleine geëxtrudeerde aluminium heatsink vastgeschroefd. Een alternatief zou de basis van het stroomapparaat op de vloer van de gegoten doos hebben. Dit wordt om twee redenen niet aanbevolen, die beide betrekking hebben op het verschaffen van een effectief pad om warmte van de FET te geleiden. Ten eerste is de vloer van de spuitgegoten doos niet bijzonder glad, wat resulteert in een slecht thermisch pad. Ten tweede introduceert het hebben van de bodem van de gegoten doos in het thermische pad meer mechanische interfaces en dus meer thermische weerstand. Een ander voordeel van de gekozen constructietechniek is dat de apparaatdraden correct zijn uitgelijnd met de bovenzijde van de printplaat.

Het gebruik van het gespecificeerde koellichaam vereist het gebruik van geforceerde luchtkoeling (een ventilator). Als u van plan bent om geen ventilator te gebruiken, is een veel groter koellichaam vereist en moet de versterker worden gemonteerd met de koelribben verticaal om de koeling door natuurlijke convectie te maximaliseren.

De printplaat bestaat uit een stuk glasvezel PCB (printplaat) materiaal bekleed met 1oz Cu (koper) aan elke kant. Ik heb Wainwright gebruikt om de circuitknooppunten te vormen - dit zijn in feite zelfklevende stukjes vertind enkelzijdig PCB-materiaal, op maat gesneden met een flink paar zijmessen. Een eenvoudig alternatief is het gebruik van stukjes 1.6 mm dik enkelzijdig PCB-materiaal, op maat gesneden en vervolgens vertind. Deze worden op het grondvlak gelijmd met een cyanoacrylaat-achtige lijm (bijv. Superlijm of Tak-pak  FEC 537-044). Door deze manier van bouwen is de bovenzijde van de printplaat een uitstekend grondvlak. De enige uitzondering hierop zijn de twee pads voor de gate en drain van de FET. Deze werden gemaakt door de bovenste laag koper zorgvuldig in te krassen met een scherpe scalpel en vervolgens de stukjes koper te verwijderen met behulp van een punt van een soldeerbout met een fijne punt en het scalpel. Door de ijzeren punt langs het geïsoleerde stuk koper te laten lopen, wordt de lijm voldoende losgemaakt zodat de Cu met de scalpel kan worden afgepeld. Het aldus gecreëerde poortkussen is duidelijk zichtbaar in de foto van het prototype

Nadat ik de opening in de printplaat had gemaakt waar de basis van het voedingsapparaat doorheen kon, wikkelde ik kopertape door de sleuf om de bovenste en onderste grondvlakken te verbinden. Dit gebeurde op twee plaatsen, onder de bron-tabbladen. De koperen tape werd vervolgens boven en onder gesoldeerd.

Bekijk foto voor voorgestelde componentenposities. Het verticale scherm aan de rechterkant van de behuizing is een stuk dubbelzijdig PCB-materiaal, aan beide zijden op het bovenste grondvlak gesoldeerd. Dit is een poging om de uiteindelijke harmonische onderdrukking te verbeteren door de koppeling tussen de inductoren die de uitgangsmatch vormen en de inductoren die de LPF vormen, te verminderen. Voor dit soort soldeerwerkzaamheden is een soldeerbout van 60 W of meer nodig - bij voorkeur een temperatuurgeregelde. Dit strijkijzer zal te overdreven zijn voor de kleinere componenten, dus een kleiner strijkijzer is ook nodig.

Zoals hieronder vermeld, worden de LPF smoorspoelen direct gesoldeerd aan de tabs van de metaal beklede condensatoren.

Stelde Rough and Ready Bouw Procedure

1. Knip een stukje dubbelzijdige printplaat materiaal voor het moederbord (ca. 100 x 85mm)
2. Creëer het diafragma voor de FET met behulp van een selectie boren en bestanden. Gebruik de FET als een sjabloon, indien nodig, maar blaas deze niet op met statische elektriciteit. Zorg ervoor dat je de afvoer aan de rechterkant krijgt.
3. Boor zes gaten in de PCB, deze zijn op de printplaat te houden aan de box diecast
4. Plaats de printplaat in de doos en met de gaten in de PCB te boren door de doos
5. Tijdelijk schroef de printplaat aan de box
6. Zoek uit waar het koellichaam naar toe gaat, onder de doos. Het apparaat moet naar het midden van het koellichaam komen. Boor nog wat gaten door het hele perceel en hergebruik enkele van de bestaande PCB / doosgaten en verleng deze door het koellichaam. Schroef het koellichaam tijdelijk op de printplaat / doos. Als je in de bovenkant van de doos kijkt, zou je nu een stuk koellichaam moeten zien dat even groot is als de onderkant van de FET.
7. Tuig jezelf een aantal statische bescherming (als je hebt een oude opgeblazen apparaat of een bipolaire apparaat in hetzelfde pakket zul je niet bezig te houden met dit) en laat het apparaat in de opening in het bestuur.
8. Gebruik de FET te geven u het centrum posities van haar 'montagegaten geven
9. Breng alles weer aan stukken. Maak twee gaten in de heatsink voor de FET
10. De gaten in de twee einden van de doos voor het RF-connectoren en doorvoercondensator
11. Vertin de printplaat, boven en onder, met een groot strijkijzer. Gebruik net genoeg soldeer om een ​​gladde afwerking te krijgen, maar niet te veel om verhoogde soldeerzones te creëren, vooral aan de onderkant, omdat hierdoor de printplaat niet plat tegen de doosbodem blijft zitten.
12. Maak de twee eilanden voor de FET gate en drain, zoals beschreven in de paragraaf hierboven
13. Solderen tape tussen de boven-en onderkant gezichten van de PCB eronder waar de lipjes bron zal zijn
14. Maak de PCB-eilanden, tin hen, plak ze op de printplaat met behulp van de foto als een gids
15. Creëren en past het scherm tussen de versterker en de LPF gebieden
16. Breng alle overgebleven print onderdelen, met uitzondering van de FET
17. Monteer de printplaat op de doos en de heatsink
18. Breng het en sluit en de RF-connectoren en de doorvoer condensator
19. Neem opnieuw antistatische voorzorgsmaatregelen en breng een zo dun mogelijke doorlopende film van warmteoverdrachtpasta aan op de basis van de FET. Dit kan handig gedaan worden met een houten cocktailprikker
20. Buig de laatste 2 mm van elk van de FET-leads omhoog. Dit maakt het veel gemakkelijker te verwijderen, mocht dat nodig zijn
21. Schroef de FET op de heatsink. Te los en het apparaat zal oververhit raken, te strak en je zal de flens van het apparaat vervormen en opnieuw zal het oververhit raken. Als u een momentschroevendraaier heeft, zoek dan het aanbevolen aanhaalmoment op en gebruik deze. 
22. Als je de instructies goed hebt begrepen, bevinden de lipjes van het apparaat zich fractioneel boven de printplaat. Soldeer de FET in met het grote strijkijzer, eerst de bronnen, dan de afvoer en ten slotte de poort. Mogelijk moet u L4 en L5 loskoppelen terwijl u de FET aanpast, maar koppel R3 niet los omdat dit statische bescherming biedt voor het apparaat.

Schematisch

Onderdelenlijst

Opmerkingen

1. Farnell Onderdeelnummers zijn voor enige gids - andere gelijkwaardige onderdelen kunnen worden vervangen.
2. Metal clad condensatoren zijn ofwel Semco MCM-serie, Unelco J101-serie, Underwood of Arco MCJ-101 serie verkrijgbaar bij onder andere plaatsen, RF Parts.
3. MRF171A verkrijgbaar bij BFI (UK), Richardson or RF Parts (US)
4. Arco of Sprague trimmers zijn verkrijgbaar bij Communication Concepts (US)
5. 18 SWG (standaard wire gauge) is ongeveer 1.2mm diameter
6. 22 SWG (standaard wire gauge) is ongeveer 0.7mm diameter
7. Om de smoorspoelen te maken - wikkel het vereiste aantal windingen om een ​​mal met de juiste afmetingen, gebruik in eerste instantie een draaddiameter tussen elke winding. Trek vervolgens de windingen uit elkaar om de gewenste lengte in de lijst met onderdelen te krijgen. Controleer ten slotte de waarde met een netwerkanalysator en pas deze dienovereenkomstig aan.
8. De uitzondering op bovenstaande regel afstand is L4, dat dicht wond.
9. Koperfolie is verkrijgbaar bij ambachtelijke winkels (gebruikt in glas in lood maken)
10. A / R = vereiste

Foto van Prototype Versterker

Opmerking oriëntatie van de FET. De leiding met de schuine streep is de drain, en rechts

---

Low Pass Filter Testen

Elke RF versterker wordt gevolgd door een laagdoorlaatfilter (LPF) aan het verminderen harmonischen tot een acceptabel niveau. Wat dit niveau is in een niet-gelicentieerde toepassing is een betwistbaar punt, maar naarmate het uitgangsvermogen wordt verhoogd, moet er meer aandacht worden besteed aan de onderdrukking van harmonischen. Een 3e harmonische van -30dBc op een 1W-eenheid is bijvoorbeeld 1uW, wat waarschijnlijk geen problemen zal veroorzaken, terwijl -30dBc 3e harmonische onderdrukking op een 1KW-uitgang resulteert in een 1W aan vermogen bij de derde harmonische, wat mogelijk problematisch is. Dus voor de absoluut niveau van harmonische straling in de tweede voorbeeld gelijk aan de eerst, moeten we nu de derde harmonische van 60dBc onderdrukken.

In dit ontwerp heb ik de beslissing genomen om een ​​7-polig Chebyshev laagdoorlaatfilter te implementeren. Er werd een Chebyshev gekozen omdat de fase- en amplitude-rimpel binnen de doorlaatband niet kritisch was, en de Chebyshev geeft een betere demping van de stopband dan in vergelijking met bijvoorbeeld een Butterworth. De ontwerpstopband werd gekozen op 113 MHz, wat een implementatiemarge van 5 MHz oplevert ten opzichte van de hoogst gewenste doorlaatbandfrequentie op 108 MHz en het begin van de stopband op 113 MHz. De volgende kritische ontwerpparameter was de doorlaatbandrimpel. Voor een ontwerp met een enkele frequentie is het normaal om een ​​grote doorlaatbandrimpel te kiezen, bijvoorbeeld 1 dB, en de piek van de laatste doorlaatbandmaxima af te stemmen op de gewenste uitgangsfrequentie. Dit geeft de beste stopbandverzwakking omdat een grotere doorlaatbandrimpel resulteert in een snellere stopbandverzwakking. Een zevenpolig filter heeft 7 reactieve elementen, in dit ontwerp vier condensatoren en drie inductoren. Hoe meer polen, hoe beter de demping van de stopband, wat ten koste gaat van een grotere complexiteit en meer doorlaatbandinsteekverlies. Een oneven aantal polen is vereist omdat zowel de ingangs- als de uitgangsimpedantie is ontworpen om 50R te zijn.

Aangezien dit ontwerp breedband is, beperkt dit de doorlaatbandrimpel tot een zodanig niveau dat het doorlaatbandterugkeerverlies niet te vreselijk wordt. Met behulp van het uitstekende Faisyn shareware filterontwerpprogramma (verkrijgbaar bij FaiSyn RF Design Software Home Pagina) laat toe om deze afwegingen gemakkelijk te onderzoeken, en ik nam genoegen met een doorlaatbandrimpel van 0.02dB. Dit programma berekent ook de filterwaarden voor u en voert een netlijst uit in een formaat dat geschikt is om in te voeren in de meest populaire lineaire circuitsimulatoren. Met 7 polen was de keuze beschikbaar om 4 condensatoren en 3 inductors of 3 condensatoren en 4 inductoren te gebruiken. Ik heb voor het eerste gekozen, omdat het resulteert in één component minder om op te winden. De condensatorwaarden die uit het faisyn-programma werden gegeven, werden onderzocht om te controleren of ze dicht bij een voorkeurswaarde lagen, wat ze ook waren. Als ze tussen de voorkeurswaarden waren gevallen, zouden de opties het parallel schakelen van twee condensatoren omvatten, waardoor het aantal componenten onnodig wordt verhoogd, of het subtiel aanpassen van de stopbandfrequentie en de doorlaatbandrimpel om een ​​meer gewenste set waarden te krijgen.

Om het filter te implementeren, heb ik besloten om de standaard maat metalen beklede condensatoren gemaakt door Unelco of gebruik Semco. De smoorspoelen waren gemaakt van 18 SWG (standaard draaddikte) vertind koperdraad. In mijn ervaring valt er weinig te winnen bij het gebruik van verzilverd koperdraad. De smoorspoelen waren rond het midden van een standaard gevormd RS or Farnell tweaken tool (FEC 145-507) - dit heeft een diameter van 0.25 inch, 6.35 mm. Gebruik anders de juiste maat boor. De buitenste twee smoorspoelen werden met de klok mee gewikkeld, de binnenste tegen de klok in. Dit is een poging om de wederzijdse inductieve koppeling tussen de inductoren te verminderen, waardoor de demping van de stopband wordt verminderd. Om dezelfde reden zijn de smoorspoelen onder een hoek van 90 ° ten opzichte van elkaar geplaatst, in plaats van allemaal in een rechte lijn. De smoorspoelen worden rechtstreeks op de lipjes van de met metaal beklede condensatoren gesoldeerd. Hierdoor worden verliezen tot een minimum beperkt. Een zorgvuldig geconstrueerd filter van dit type kan een doorlaatbandinsteekverlies van beter dan 0.2 dB vertonen. Hier zijn de testresultaten voor de prototype-eenheid.

Omdat ik de vereiste waarden voor de inductoren kende, heb ik op basis van ervaring een weloverwogen schatting gemaakt over het aantal beurten dat ik nodig had, en vervolgens een goed gekalibreerde RF-netwerkanalysator gebruikt om de inductantie te meten van de inductor die ik had gemaakt. Dit is verreweg de meest nauwkeurige manier om de waarde van inductanties met kleine waarden te bepalen, aangezien de meting kan worden uitgevoerd bij de werkelijke bedrijfsfrequentie van het filter. Nadat u de waarde hebt gemeten en de inductanties dienovereenkomstig hebt aangepast, zou u moeten ontdekken dat wanneer het complete filter is geconstrueerd, er verrassend weinig aanpassingen nodig zijn om de filterafstemming te voltooien.

De beste manier om dit filter af te stemmen, is door het retourverlies van de doorlaatbandinvoer te minimaliseren met behulp van een netwerkanalysator. Door het invoerretourverlies te minimaliseren, minimaliseert u het doorlaatbandtransmissieverlies en de doorlaatbandrimpel. De 20MHz overspanning grafiek laat zien dat ik een doorlaatbandretourverlies van -18dB heb behaald. Als je geen netwerkanalysator hebt, zijn de dingen een beetje lastiger. Als je gewoon afstemt op een spotfrequentie, stel dan een RF-stroombron in om via een directionele vermogensmeter het filter in te sturen. Het filter wordt afgesloten met een goede 50R-belasting. Bewaak nu het gereflecteerde vermogen dat terugkomt van het filter en stem het filter af om het gereflecteerde vermogen te minimaliseren. Als je breedbandprestaties wilt, moet je dit proberen op bijvoorbeeld drie frequenties, onder, midden en boven in de band. Als alternatief, als je erin geslaagd bent om je inductoren op een andere manier goed genoeg te meten, kun je gewoon het filter in elkaar zetten en het daarbij laten, zonder verdere aanpassingen.

Na afstemming op minimaal doorlaatbandretourverlies, zorgt de stopbandverzwakking voor zichzelf, u moet er niet op afstemmen, omdat u het doorlaatbandinvoegverlies verpest. De 200MHz overspanning grafiek laat zien dat ik 36 dB onderdrukking behaalde op de 2e harmonische van 88 MHz, wat het ergste is. Verwijzend naar de 600MHz overspanning grafiek toont de 3rd harmonische van 88MHz onderdrukt door-55dB, en de hogere orden met een bedrag dat hoger is dan dit.

Versterker Testen

Ik heb een HP 8714C netwerkanalysator gebruikt om deze versterker af te stemmen. Zonder toegang tot een netwerkanalysator moet u buitengewoon inventief zijn om af te stemmen op breedbandprestaties. Nadat de LPF is afgestemd, is de volgende taak het instellen van de FET-bias. Doe dit met een spectrumanalysator die is aangesloten op de uitgang (via een geschikte hoeveelheid verzwakking tenminste 40dB) om te controleren op valse trillingen. Sluit een goede 50R-belasting aan op de ingang en sluit een gestabiliseerde PSU (voedingseenheid) aan met een stroomlimiet ingesteld op 200mA.

Stel alle trimmers in op het midden van hun bereik. Met de gespecificeerde miniatuur keramische trimmers, wanneer de metallisatie van de halve maan op de bovenplaat van de trimmer volledig is uitgelijnd met de flat op het lichaam van de trimmer, heeft de trimmer de maximale capaciteit. Draai vanaf hier 180 ° voor minimale capaciteit. Stel R1 in op minimumspanning (experimenteer voordat je de FET monteert als je niet weet op welke manier dit is). Verhoog langzaam de voedingsspanning van 0V tot + 28V. De enige opgenomen stroom zou de stroom moeten zijn die wordt opgenomen door het biascircuit, ongeveer 14mA. Pas nu R1 aan om 100mA aan dat cijfer toe te voegen. Er mogen geen plotselinge stappen in de stroom van de PSU zijn. Als dat het geval is, oscilleert de versterker vrijwel zeker.

Schakel uit als alles in orde is. Kalibreer de netwerkanalysator. Op de HP 8714C voor deze toepassing normaliseer ik S11 in een open circuit en voer ik een doorlopende kalibratie uit op S21 met 40dB verzwakking in lijn. Het is duidelijk dat de gebruikte verzwakkers geschikt moeten zijn voor minimaal 50 W RF bij VHF-frequenties.

Nu wordt het leven een beetje ingewikkeld. Normaal zou ik aanraden om door de combinatie van versterker en LPF te kijken, maar omdat het LPF-breekpunt slechts 5 MHz boven de gewenste doorlaatband van de versterker ligt, is het onmogelijk om de responsvorm van de versterker te zien als dit upband is vanaf 108 MHz . Om deze reden heb ik de initiële afstemming van de versterker uitgevoerd met de LPF omzeild, waardoor ik de spanwijdte van de netwerkanalysator breed genoeg kon instellen om te zien waar de versterkerrespons was.

Met 0dBm van rijden, tweak weg tot ongeveer 15dB van winst en beter dan 10dB van rendement verlies over 88 naar 108 MHz (kleine signaalversterking plot, Pin = 0 dBm). Ga nu de aandrijving naar de versterker op, waarbij u de huidige limiet op de juiste manier terugtrekt. U zult merken dat naarmate u de RF-aandrijving vergroot, de versterking toeneemt en het verlies aan ingangsretour verbetert. Dit gedrag is een gevolg van het relatief licht vertekenen van de FET. Je zou de nuts uit de FET kunnen verdraaien, en bijvoorbeeld op 0.5A, dit geeft je meer gain bij lagere aandrijvingsniveaus. Voor normale toepassingen raad ik aan om een ​​lagere bias te gebruiken. Een hoge bias bij kleine uitgangsniveaus zal de efficiëntie van DC naar RF verminderen.

Je moet de versterker nu met een ventilator koelen, tenzij je hem hebt uitgerust met een enorme heatsink. Met de HP 8714C kunt u + 20dBm bronvermogen krijgen (dat is wat er op het scherm staat, het is eigenlijk minder dan dat) (medium signaalversterking plot, Pin = + 20 dBm). Met dit schijfniveau kunt u nu afstemmen op 18 tot 20dB gain en return loss beter dan 15dB. Op dit punt zou ik de LPF opnieuw aansluiten en het bereik van de netwerkanalysator verkleinen tot 20 MHz gecentreerd op 98 MHz. Het is zeker niet aan te raden om de versterker boven 108MHz op vermogen in de LPF te drijven. Voordat je je te veel laat meeslepen, moet je overschakelen naar CW (het beste is om de sweep sweep te verlengen tot enkele seconden op CW om verwarring te voorkomen door de sweep fly-back van de analyzers) en bekijk de output op de spectrumanalysator. De output moet net zo schoon zijn als de gedreven sneeuw, vergeet niet om te controleren of de output de frequentie heeft waarmee je de versterker opwindt, als dat niet het geval is, zul je een verschrikkelijke in-band oscillatie zien.

Voor de laatste power flatness-afstemming, omdat ik toegang had tot een slim RF-laboratorium met alles wat je nodig zou kunnen hebben (hoe dan ook qua testapparatuur), heb ik een Mini-Circuits ZHL-42W breedbandversterker gebruikt om de output van de netwerkanalysator te versterken om mij om de versterkingsrespons van de versterkers vlak bij volledig uitgangsvermogen af ​​te stemmen. Het uiteindelijke versterkingsdiagram werd gemaakt door het bronvermogen op de juiste manier in te stellen en vervolgens een doorlopende kalibratie uit te voeren met de Mini-Circuits-versterker en de vermogensverzwakkers in lijn. Hierdoor kon ik alleen de versterking van de eindversterker plotten. Ik schakelde toen over op slow sweep en gebruikte een gekalibreerde RF-vermogensmeter om het RF-uitgangsvermogen nauwkeurig te meten. Door het RF-uitgangsvermogen en de versterking nauwkeurig te kennen, kon ik het ingangsvermogen naar de eindversterker berekenen. Deze grafiek laat zien dat de vermogenswinst een schaduw is van minder dan 20dB en ongeveer 0.3dB vlak over de band (grote signaalversterking perceel, Pin = + 26.8 dBm). In combinatie met de afstelling van de vlakheid moet de efficiëntie worden gecontroleerd. Ik heb minimaal 60% behaald bij 88 MHz bij 40 W uit, beter met hogere uitgangsvermogens. Ik zou zeggen dat een goede efficiëntie belangrijker is dan een goede vlakheid. Vanuit het oogpunt van de luisteraar is het verschil tussen 35W en 45W output verwaarloosbaar, maar een lager vermogen met een goede efficiëntie betekent dat de FET koeler zal werken, langer meegaat en beter bestand is tegen foutcondities zoals een hoge VSWR.

Welk uitgangsvermogen je uiteindelijk kiest, is aan jou, de MRF171A zal met plezier minstens 45W en waarschijnlijk nog veel meer gebruiken, hoewel ik het niet aanbeveel. Ongeveer 40 tot 45W is genoeg - zie Hoe houd je Final RF Power Device Alive voor meer informatie.

Versterker Resultaten

Er konden geen harmonischen worden gemeten aan de uitgang van de versterker tot een ruisvloer van -70dBc. Dit is te verwachten, aangezien een snel onderzoek de ruwe harmonischen van de versterker vóór de LPF aantoonde tot ongeveer -40dBc. Van het filter is al aangetoond dat het een minimale 2e harmonische onderdrukking heeft van -35dBc. Er was geen onechte output te zien.

Er zijn geen formele metingen uitgevoerd met VSWR's met een slechte output. Ik heb de versterker per ongeluk een paar seconden op vol vermogen in een open circuit laten lopen, maar hij is niet opgeblazen. Het gebruik van een PSU met een zorgvuldig ingestelde stroomlimiet helpt voorkomen dat de versterker onder deze omstandigheden iets stoms doet.

---

Aanvraag

Als voorbeeld van een toepassing voor deze versterker gebruikte ik de Broadcast Warehouse 1W FM LCD PLL Exciter om de 40W breedbandversterker aan te drijven. Om aanpassingen aan de Broadcast Warehouse-eenheid te voorkomen, heb ik een laboratorium 3dB BNC-pad tussen de exciter en de eindversterker gebruikt om het juiste aandrijfniveau aan de versterker te geven. De exciter was geprogrammeerd voor drie verschillende frequenties, waarbij bij elke frequentie het uitgangsvermogen en het stroomverbruik werden gemeten, waardoor de DC-naar-RF-efficiëntie kon worden berekend.

Power Amplifier voedingsspanning = 28V
Exciter voedingsspanning = 14.0V, Exciter stroomverbruik = 200 mA ca.

De Broadcast Warehouse-bekrachtiger bevat een uit-vergrendelde RF-uitschakelfunctie, die wordt gebruikt tijdens PLL-herprogrammering, zodat RF niet wordt gegenereerd totdat de frequentieblokkering is hersteld. Toen de RF-uitschakeling van de exciters actief was, werd de output van de versterker op dezelfde manier verminderd - dwz de versterker bleef stabiel.

---

Conclusie

Ik heb een breedbandversterker gedemonstreerd, die, eenmaal afgestemd, geen verdere aanpassing nodig heeft om de FM-omroepband van 87.5 tot 108 MHz te dekken. Het ontwerp maakt gebruik van een state-of-the-art MOSFET die bijna 20dB gain levert met een enkele trap, een goede gelijkstroom- naar RF-efficiëntie, een laag aantal componenten en is eenvoudig te bouwen. De kosten voor onderdelen mogen niet hoger zijn dan £ 50, de FET die in het prototype wordt gebruikt, kost minder dan £ 25

Als deze versterker wordt gebruikt met een breedband-opwekker en lucht, de resulterende combinatie kan de gebruiker zendfrequentie schakelen bij zal zonder aanpassingen nodig zijn toch in de zend-keten.

De versterker vereist een redelijke mate van RF-vermogen ervaringen te tunen, en toegang tot professionele RF testapparatuur

---

Future Work

• Bouwen van extra eenheden voor herhaalbaarheid beoordelen
• Ontwerp printplaat
• Verbeteren van de stabiliteit onder slechte ingang mismatch condities
• Verminderen variabel aantal componenten
• Onderzoeken variërende FET bias stroom naar versterking voor de versterker te wijzigen

 

---

Bijgedragen

Bijgedragen door Uniek Elektronica (Woody en Alpy)
'Hier is een printplaat voor de MRF171A, 45 watt mosfet, op je pagina.
Het bestand is in bmp-indeling. Gebruik laserfolie en een laserprinter, deze wordt op maat geprint. "

MRF171A_1_colour.bmp (14 kb)

Onze andere producten:

Professioneel bliksembeveiligingssysteem voor Tower	Professioneel FM-radiostationuitrustingspakket	FMUSER FU-1000C 1000W FM-zender met USB-audio-ingangsinterface
FMUSER 200W FM-radio-uitzendingspakket	IPTV-oplossing voor hotels	FMUSER FSN-1000T V5.0 1KW FM-radio-uitzendzender